Tiristorul

1. Generalităţi
Tiristorul este realizat dintr-un cristal de siliciu cu patru zone alternate ca polaritate PNPN (fig.1). Aceste zone dau naştere la trei joncţiuni (J₁, J₂, J₃), lucru care face ca tiristorul să aibă ca schemă echivalentă două tranzistoare, unui PNP şi altul NPN.

Zonele extreme P₁ şi N₂ reprezintă anodul (A - "anode") respectiv catodul (K – "cathode"). Zona P₂ apropiată de catod se conectează la electrodul de comandă numit grilă sau poartă (G - gate). Datorită acestei configuraţii, tiristorul se mai numeşte şi diodă redresoare comandată. Caracteristica de funcţionare a tiristorului este prezentată în figura 2.

Asignarea pinilor pe diferite tipuri de capsule in care se prezintă tiristoarele este reprezentată în figura 3.

2. Semnificaţia parametrilor de catalog

Principalii parametri electrici ai tiristorului sunt:

1. tensiunea de strapungere in direct, V_BR[V] (V_DRM [V]);
2. tensiunea de poarta, de amorsare, V_GT[V];
3. tensiunea inversa continua: V_R, V_RM sau V_RRM [V];
4. curentul continuu direct de poarta, de amorsare, I_GT[A];
5. curentul anodic direct mediu, I_FAV [A].

Pentru aplicatii sunt importanti si urmatorii parametri:

1. curentul continuu direct de mentinere, I_H(I_HOLD)[A];
2. curentul de acrosaj, I_L (I_LATCH)[A];
3. viteza critica de crestere a curentului anodic, di/dt [A/µs];
4. viteza de crestere a tensiunii anodice, dv/dt [V/µs];
5. timp de dezamorsare prin comutarea circuitului, t_q [s].

a. Parametrul I_H caracterizeaza trecerea tiristorului din starea de conducţie în starea de blocare. Daca se micşorează curentul anodic printr-un tiristor amorsat, exista o valoare critica a acestuia pentru care tiristorul iese din conductie şi se blocheaza. Valoarea critica a curentului anodic pentru care tiristorul dezamorsează se numeste curent de menţinere. Dacă tensiunea aplicată între anod şi catod este alternativă, iar poarta este atacată în impulsuri sincrone cu frecvenţa tensiunii anodice, atunci tiristorul amorsează pentru fiecare semialternantă pozitivă a tensiunii anod-catod şi dezamorseaza pentru semialternanţele negative. Cunoscand I_H se poate determina momentul de tip din semialternanta pozitiva in care tiristorul dezamorseaza.

b. Parametrul I_L caracterizeaza trecerea tiristorului din starea de blocare in starea de conductie. La aplicarea unui impuls pozitiv pre poarta, curentul anodic incepe sa creasca de la 0 la valoarea maxima pe care i-o ingăduie  rezistenţa circuitului exterior. Dacă impulsul pe poarta se întrerupe inainte de a ajunge curentul anodic la o valoare critica, atunci tiristorul nu amorseaza. Valoarea critica a curentului anodic pentru care tiristorul amorseaza chiar daca se intrerupe semnalul pe poarta se numeste curent de acrosaj.

Observatie: Cunoasterea lui I_L este necesara pentru determinarea duratei minime a impulsului pe poarta.

c. Viteza critica de creştere a curentului anodic (di/dt). La amorsarea unui tiristor, tensiunea la bornele sale nu cade instantaneu la zero şi curentul creste dupa o lege care depinde de impedanţa circuitului exterior. Puterea disipată de tiristor este cu atât mai mare cu căt curentul anodic creşte mai repede. În momentul amorsării, conducţia se face într-o zonă mică în jurul porţii. Ca urmare, densitatea de curent e mare. Daca puterea necesara disipata depăşeşte puterea disipată maxima a dispozitivului, acesta se distruge.

d. Viteza de crestere a tensiunii (dv/dt). O viteza excesiva de creştere a tensiunii anodice poate duce la deschiderea tiristorului in absenţa semnalului de poarta la o valoare mai mica decat V_BO. Acest fenomen se datoreaza capacitatii interne a tiristorului, care se incarca la un curent i=c•dV/dt. Acest curent poate fi suficient, daca dV/dt e mare, pentru a declansa amorsarea.

Daca viteza de variatie a tensiunii anodice este mare (de exemplu cea data de bobina de inductie de la automobile pentru un circuit de aprindere electronica cu tiristor), atunci tiristorul se deschide prin efect dV/dt si se poate distruge prin efect dI/dt. Valoare curentului de acrosaj, I_L, este mai mare decat valoarea curentului de mentinere, I_H, pentru un tiristor dat.

3. Funcţionarea tiristorului

Modul de functionare al tiristorului este ilustrat de caracteristica tensiune anodica-curent anodic (fig.2). În funcţie de polarizarea anod-catod, există doua regimuri de funcţionare. Daca se aplica o tensiune continua între anod si catod, tiristorul ramane blocat, indiferent de sensul acesteia. Mărind tensiunea aplicata, atât în polarizare directa (anodul pozitiv), cât şi în polarizare inversa (catodul pozitiv), tiristorul ramane blocat până la o anumita valoare la care se străpunge, curentul prin el crescând foarte mult. Valoarea tensiunii anodice la care tiristorul se strapunge atunci când este blocat invers se numeşte tensiune inversă continuă.

Astfel, regimul invers este caracterizat de aplicarea unei tensiuni cu minus pe anod şi plus pe catod (UR). Joncţiunile J1 J3 sunt polarizate invers iar J2 direct. Curentul care circulă, este un curent invers IR foarte mic. Dacă UR atinge un prag URg, va avea Ioc un fenomen de avalanşă care duce la străpungerea joncţiunilor J1, J3 şi prin tiristor va curge un curent mare (J2 este polarizată direct). Acesta, pentru ca tiristorul să nu se distrugă, va trebui să fie limitat de circuitul exterior.

Dacă tensiunea de polarizare se aplică cu plusul pe anod şi minusul pe catod, tiristorul va funcţiona în regim polarizat direct. Joncţiunile J1, J3 sunt polarizate direct iar J2, invers. Când tensiunea UAK este sub o anumită limită, curentul direct (Id) care circulă este foarte mie şi tiristorul este blocat. Prin amorsarea tiristorului se înţelege procesul de trecere de la starea de blocare la starea de conducţie.

Acesta poate avea loc în mai multe moduri (fig. 2):
— Amorsarea prin creşterea- tensiunii U_AK. Dacă tensiunea U_AK creşte peste o valoare U_BOjoncţiunea centrală J₂ se străpunge prin multiplicarea în avalanşă a purtătorilor de sarcină. Prin tiristor va. curge un curent mare, numit curent direct de conducţie (I_F) care pentru a nu se distruge tiristorul, va trebui limitat de circuitul exterior. Odată amorsarea produsă, tensiunea U_AK va scădea. Din motive termice, amorsarea prin creşterea tensiunii U_AK nu se utilizează în practică.
— Amorsarea prin curent de poartă. Dacă între poartă şi catod se aplică o tensiune UGK care polarizează direct joncţiunea J_3, atunci are loc o injecţie de curent IG, prin electrodul de comandă. Tranzistorul T₂ intră în conducţie injectând electroni în baza tranzistorului T₁ care va începe şi el să conducă. Din fig.1 şi 2 se vede că I_C1 este o componentă a curentului de bază al tranzistorului T₁. Dacă acesta depăşeşte o anumită valoare, el poate conţine singur tiristorul amorsat chiar dacă se suprimă curentul de poartă I_G. Amorsarea tiristorului prin curent de poartă este amorsarea normală utilizată în practică. Cu cât curentul de poartă este mai mare, cu atât deschiderea tiristorului are loc la tensiuni U_AKmai mici.
— Amorsarea prin variaţia rapidă a tensiunii U_AK. Constă în aplicarea unei tensiuni U_AK mai mică ca U_B0 dar cu o variaţie foarte rapidă în timp. Joncţiunea centrală J₂, fiind o joncţiune polarizată invers, prezintă o capacitate de barieră. Dacă se presupune că tensiunea anodică variază în timp cu viteza ∆U_AK/∆t (regim de impulsuri) atunci această capacitate se încarcă cu un curent i=C_b∙∆U_AK/∆t. La viteze excesiv de mari ale tensiunii anodice, curentul prin tiiristor poate deveni suficient de mare pentru a produce amorsarea în absenţa semnalului de poartă chiar dacă U_AK < U_BO. În cataloage este specificată valoarea (∆U_AK/∆t) max. şi ea reprezintă o valoare limită absolută. Protecţia la variaţii rapide ale tensiunii se face practic prin montarea in paralel de circuite RC cu valorile uzuale: R = 50...1000 Ω si C = 0,1...5μF.
— Amorsarea prin creşterea temperaturii. Pe baza schemei echivalente din fig.1 putem observa că datorită creşterii excesive a temperaturii joncţiunilor, curenţii reziduali I_CB01 şi I_CBO2 se pot mări până la o valoare suficientă pentru o amorsare chiar în absenţa curentului de poartă I_G.

Un parametru important este curentul de menţinere I_H. Acesta caracterizează trecerea tiristorului din starea de conducţie în starea de blocare. Astfel dacă la un tiristor odată amorsat, curentul direct (I_F) scade de la o valoare I_F1 la o valoare critică I_H, el va rămâne în această stare. Scâzând însă sub valoarea Iui I_H, el se dezamorsează. Din acest punct de vedere trebuie făcută observaţia că un tiristor amorsat, poate fi trecut în starea de blocare prin inversarea polarităţii tensiunii U_AK (fără a fi depăşită tensiunea inversă admisă U_Rs) sau prin anularea ei. La utilizarea tiristoarelor în regim de comutaţie, pentru amorsare se pot aplica pe poartă impulsuri cu fronturi abrupte. Tensiunea la borne însă nu scade brusc aproape de zero, iar curentul va creşte după o lege care depinde de configuraţia circuitului exterior. În acest timp tranzitoriu, puterea disipată este mare fiind proporţională cu viteza de variaţie a curentului ∆i/∆t. De aceea în cataloage se defineşte un alt parametru limită numit viteza critică de creştere a curentului anodic: (∆i/∆t)max. Reducerea vitezei de creştere a curentului se face în mod concret prin montarea de inductanţe în serie.

Tiristorul reprezintă un dispozitiv semiconductor cu mare fiabilitate fiind utilizat in industrie la comanda şi reglarea tensiunilor şi curenţilor.

4. Circuite de reducere a gradientului de curent

Gradientul de creştere sau descreştere a curentului printr-un semiconductor este, în general, determinat de sarcină. Există o limită a valorii maxime a gradientului din motivele expuse anterior. Se consideră circuitul din fig.4 alimentat de la o sursă de c.c., U.

Considerând L_S = 0, variaţia curentului prin circuit la intrarea în conducţie a tiristorului T este furnizată de ecuaţia diferenţială:

a cărei soluţie este:

unde constanta de timp a circuitului:

Forma de variaţie a curentului şi gradientul de curent sunt prezentate în fig.5, curbele 1 şi 1’.

Micşorarea gradientului de curent se poate atinge numai prin mărirea inductivităţii din circuit, respectiv prin introducerea inductivităţii suplimentare LS. În acest caz, procedând ca mai sus, rezultă un gradient de curent:

noile variaţii fiind reprezentate prin curbele 2 şi 2’ din fig.5.

Introducerea bobinei suplimentare L_S are însă unele inconveniente:

• având şi o rezistenţă proprie aceasta conduce la diminuarea randamentului conversiei, prin pierderile de putere pe care le produce;
• prezenţa ei în circuit conduce la micşorarea tensiunii disponibile pe sarcina R+L;
• la variaţii ale curentului i(t) produce supratensiuni de forma:
• care solicită suplimentar semiconductorul (tiristorul).

Pentru limitarea acestor suprasarcini se prevede circuitul de descărcare a energiei acumulate format din dioda n_S şi rezistorul R_S. Dimensionarea acestui circuit se face în funcţie de nivelul supratensiunii admise. În general sarcinile acestor convertoare sunt de tipul R+L şi limitează gradientul de curent la valori sub cele admisibile. Totuşi se impune, pentru fiecare aplicaţie, verificarea valorii gradientului maxim şi prevederea, dacă este cazul, a circuitului de protecţie.

5. Circuite de protecţie la supratensiuni interne

Supratensiunile interne sunt produse în procesul de comutaţie din starea de conducţie în starea blocat, fiind materializate prin tensiunea V_R. Pentru tiristoare este important şi gradientul de tensiune dv/dt, aplicat în sens direct sau invers, care produce de asemenea efecte nedorite, mai ales în capacităţile parazite ale joncţiunilor. Urmare a variaţiei gradientului de curent di/dt la momentul t₀, fig.6, supratensiunea produsă de inductivitatea L are o valoare apreciabilă, V_RM, şi un gradient însemnat, ambele fiind inadmisibile pentru diodă sau tiristor.

Reducerea tensiunii V_RM cât şi a gradientului se realizează prin plasarea în paralel cu semiconductorul a unui circuit serie R – C (fig.6). Anterior momentului t₀, ca urmare a faptului că:

condensatorul C este practic neîncărcat, deşi tensiunea de alimentare are valoarea de regim staţionar U < 0.

În momentul t₀ , ca urmare a creşterii tensiunii u_T(t) , începe încărcarea condensatorului C prin circuitul serie R,L,C. Încărcarea este descrisă de ecuaţia:

unde:

Ecuaţia  (7) poate fi analizată din punct de vedere al variaţiei curentului i_R(t) şi a tensiunii u_T(t).
Pentru primul caz, utilizând (8), ecuaţia (7) devine prin derivare:

cu condiţia iniţială nenulă:

Variaţia curentului i_R(t) depinde de polinomul caracteristic al ecuaţiei (9), care este de forma

cu soluţii de forma:

Cea mai convenabilă formă de variaţie este de tipul aperiodic, când:

care conduce la:

oferind o relaţie pentru calculul rezistenţei circuitului de protecţie.

Pe de altă parte, sarcina stocată în straturile tiristorului sau diodei, Q_s , care în ultimă instanţă provoacă curentul I_RRM şi supratensiunea V_RM , trebuie, pentru a evita o valoare mare a tensiunii de autoinducţie a bobinei, să fie preluată de capacitatea C la un nivel de tensiune admisibil, de exemplu:

Preluarea sarcinii Qs  la nivelul de tensiune UM  conduce la determinarea valorii capacităţii:

Variaţia tensiunii la bornele tiristorului va fi dată de ecuaţia:

ceea ce înseamnă că polinomul caracteristic al acestei ecuaţii este cel dat de relaţia (11) şi forma de variaţie a tensiunii de asemenea aperiodică (curbele 1 din fig.7).

Se constată că odată cu reducerea valorii maxime a supratensiunii la nivelul:

se produce şi o diminuare considerabilă a gradientului de tensiune.

În funcţie de nivelul dorit pentru U_M precum şi a valorii gradientului de tensiune, se poate utiliza şi un răspuns de tip periodic amortizat cu un grad de amortizare:

dorit. În acest caz condiţia pentru ecuaţia caracteristică devine:

La reaplicarea tensiunii de alimentare cu polaritate pozitivă, în vederea unei noi intrări în conducţie a tiristorului, tensiunea u_T(t) va creşte exponenţial cu constanta de timp:

Creşterea cu întârziere a tensiunii poate provoca ratarea intrării în conducţie a tiristorului. Pentru a se evita acest lucru, uneori, se prevede dioda n în paralel cu rezistorul R, care asigură încărcarea condensatorului C cu polaritatea inversă faţă de cea din fig.7, practic instantaneu. La intrarea în conducţie a tiristorului capacitatea   C  se va descărca prin rezistorul R, dioda n fiind blocată. În acest fel se limitează curentul de descărcare al capacităţii, care suprapunându-se peste curentul de sarcină, poate conduce la creşterea exagerată a gradientului di(t)/dt, precum şi la o suprasolicitare termică.

Circuitele de protecţie la supratensiuni de comutaţie se prevăd întotdeauna pentru tiristoare şi numai uneori pentru diode, condiţionat de V_RRM diodei utilizate şi supratensiunile produse în circuit.

6. Conectarea serie şi paralel a tiristoarelor

Pentru realizarea unor convertoare de curent mare se utilizează diode şi tiristoare conectate în derivaţie, iar pentru tensiuni mari conexiune de tipul serie.

6.1 Conexiunea serie

Un circuit având două tiristoare conectate în serie este prezentat în fig.8. Problema principală a acestei conexiuni constă în repartizarea egală a căderilor de tensiune pe cele două tiristoare, indiferent de regimul de funcţionare, adică:

În stare blocată rezistenţa  anod-catod a tiristoarelor este de odinul M şi poate diferi destul de mult, chiar pentru tiristoare din aceeaşi serie. Acest lucu poate conduce la depăşirea tensiunii inverse V_RRM pentru unele din tiristoare, în timp ce altele sunt mai puţin solicitate.

În regim staţionar evitarea acestui inconvenient se realizează prin montarea în paralel a rezistoarelor de valoare egală R_p, având o rezistenţă de ordinul  KΩ, rezistoare care asigură egalitatea din relaţia (22).

Intrarea în conducţie este caracterizată prin aceeaşi valoare a curentului I. Dacă unul dintre tiristoare are un timp de întârziere t_d mai mare, evident că puterea disipată în acesta va creşte şi solicitarea termică va fi inegală. Simultaneitatea intrării în conducţie este favorizată dacă comanda este identică, produsă de acelaşi “generator”, iar impulsurile sunt de tip tare. Având în vedere valoarea mică a timpului de intrare în conducţie, t_ON, de ordinul μsec, efectul termic produs de nesimultaneitatea  intrării în conducţie este neglijabil, nefiind necesare măsuri suplimentare de protejare.

Ieşirea din conducţie poate fi nesimetrică ca urmare a timpilor de recombinare diferiţi:

În acest caz este posibil ca unul din tiristoare să se blocheze mai repede preluând întreaga tensiune U de alimentare, ca urmare a faptului că al doilea tiristor se află încă în intervalul de stocare. Având în vedere şi supratensiunea de comutaţie V_RM , solicitarea este mult peste limitele admisibile. Pentru a se evita acest lucru se prevăd două măsuri:

1. circuite de protecţie individuale R-C, dimensionate cât mai riguros cu putinţă;
2. prevederea bobinei L în serie cu tiristoarele pentru a întârzia scăderea curentului prin circuit, astfel încât să existe timpul necesar pentru lucrul circuitelor de protecţie R-C şi a favoriza recombinarea purtătorilor.

Se realizează în mod frecvent reţele cu mai multe tiristoare în serie pentru convertoarele de înaltă tensiune din energetică.

6.2 Conexiunea derivaţie

Problema principală a conexiunii derivaţie, fig.9, constă  în echilibrarea repartiţiei curentului prin cele două tiristoare, adică:

Problema este relativ dificilă ca urmare a dispersiei caracteristicilor curent-tensiune a tiristoarelor, precum şi a variaţiei acestora cu temperatura.

Astfel în fig.10 sunt prezentate aceste caracteristici pentru două tiristoare. Funcţionând la aceeaşi tensiune anod-catod, V_ON, datorită diferenţei între caracteristici curenţii prin cele două tiristoare sunt diferiţi, având valorile I₁ şi I₂. Curentul I₁ fiind mai mare decât  I₂ , tiristorul T₁ se încălzeşte mai mult şi caracteristica lui se modifică după T1’, putând produce o dezechilibrare mai mare a curenţilor, de la I₁ la I₁’ , fenomenul conducând la amorsarea termică a tiristorului T₁.

Pentru a se dimunua acest efect se iau mai multe măsuri:

• alegerea unor tiristoare cu caracteristici cât mai apropiate, utilizând aşa numita împerechere;
• plasarea tiristoarelor pe radiatoare comune pentru a evita variaţia diferită a caracteristicilor cu temperatură;
• realizarea conexiunilor între punctele A şi B, fig.11,  de rezistenţă egală.

Chiar şi în aceste condiţii rămâne posibilitatea unor dezechilibre, motiv pentru care la dimensionarea tiristoarelor se adoptă un curent mai mare decât cel real. Dezechilibrele pot apare şi în regimurile dinamice de intrare şi ieşire din conducţie, efectele fiind tot de natură termică. Soluţia cea mai utilizată în prezent constă în conectarea tiristoarelor prin divizoare anodice, soluţie exemplificată pentru două tiristoare în paralel prin fig.11. Divizorul anodic este format din două bobine L, identice şi având cuplajul mutual  M < 0.

7. Dispozitive semiconductoare înrudite cu tiristorul

Dispozitive semiconductoare înrudite cu tiristorul sunt triacul şi diacul. Triacul este un dispozitiv analog cu două tiristoare montate în paralei şi în antifază realizate pe acelaşi cristal de siliciu. Are o singură poartă şi poate fi amorsat atât prin impulsuri pozitive cât şi negative. Spre deosebire de tiristor, triacul conduce curentul în ambele sensuri şi de aceea se utilizează cu precădere în circuite de ca. neredresat.

Diacul reprezintă o diodă cu conducţie în ambele sensuri. Caracteristica curent-tensiune se aseamănă cu aceea a două tiristoare montate în paralel şi în antifază fără poartă. Amorsarea curentului se face prin depăşirea pragului (U_BR) de întoarcere al caracteristicii. Se utilizează la comanda tiristoarelor si triacelor.

Tiristorul GTO

Tiristorul obişnuit, ca urmare a proprietăţilor sale de a suporta tensiuni şi curenţi mari, este comutatorul static aproape ideal pentru convertoarele de mare putere. Inconvenientul esenţial al acestui dispozitiv constă în imposibilitatea de a comanda pe poartă blocarea conducţiei. Plecând de la tiristorul obişnuit s-a dezvoltat tiristorul GTO, cu blocare pe poartă, care preia o serie din avantajele tiristorului obişnuit, introducând însă şi o serie de compromisuri.

8. Aplicaţii practice

Una dintre aplicaţiile cele mai frecvente ale tiristorului este redresarea comandată. În fig.12 este prezentată o schemă simplă pentru această aplicaţie. La intrarea circuitului se aplică o tensiune alternativă periodică, u, a cărei amplitudine este mai mică decât tensiunea de străpungere. Pe poartă se aplică impulsuri pozitive, u_c, cu aceeaşi perioadă ca şi a semnalului comandat.

Dacă în momentele aplicării impulsurilor există corelaţia corespunzătoare între mărimea tensiunii comandate şi amplitudinea impulsului de comandă, tiristorul se va deschide şi prin circuit va începe să circule curentul i care urmăreşte forma tensiunii u (admitem faptul ca nu avem elemente reactive care să producă defazaj). La schimbarea polarităţii tensiunii de intrare curentul se va “stinge”. Apoi, procesul se repetă periodic. Formele de undă ale celor trei semnale sunt prezentate în fig.12b. Curentul prin circuit va avea forma unui semnal redresat monoalternaţă cu un factor de umplere sub 50%. Mărimea factorului de umplere poate fi modificată atât prin modificarea defazajului dintre semnalul de comandă şi semnalul redresat cât şi a amplitudinii sale, astfel încât în momentul aplicării unui impuls de aprindere să fie îndeplinită condiţia de amorsare.

9. Exemplu practic:

10. Câteva exemple de tiristoare:

Bibliografie
[1] – "Diode si tiristoare de putere - Performante" - Bodea; Dan; Iosif, Editura Tehnica, Bucuresti, 1989
[2] – "Iniţiere in tiristoare" - J.H.Bernhard B.Knuppertz, Editura Tehnica, Bucuresti, 1974
[3] – “Electronica de Putere”, Note de curs.